隨著越來越多無線業務的引入和部署，可用頻譜資源越來越緊張。所以，在更高頻率上對新產品和新業務的開發已經成為目前的趨勢。另外，新微波技術的持續發展也帶動了更多微波頻段測量能力的需求。頻譜分析儀的設計人員已經開發了使用同軸輸入直接調諧至 50 GHz 的儀器，而使用外部混頻技術甚至可以測量更高的頻率。今天我們將介紹能夠使 頻譜分析儀調諧至這些高頻率的主要技術。

內部諧波混頻

在以前我們的頻譜分析儀原理文章中我們描述了一種可調諧至 3.6 GHz 的單一頻段的頻譜分析儀，現在我們希望能將頻譜分析儀 調諧至更高的頻率。實現這種頻率擴展的最實際的方法是采用諧波混頻。

下面我們將循序漸進地加以說明。在推導之前頻譜分析儀原理文章中的調諧方程時，我們發現需要用低通濾波器來阻止高頻信號到達混頻器輸入端，結果形成了調諧到 3.6 GHz 的單一響應、單一頻段的分析儀?，F在我們希望觀察并測量較高頻率的信號，所以必須去除該低通濾波器。

在推導調諧方程時，我們研究過的其他因素是本振和中頻的選擇。我們認為中頻不應處于所關注的頻段內，因為這會在調諧范圍內形成一個無法進行測量的空白區域。所以我們將中頻選為 5.1 GHz，使它處在所關注的最高調諧頻率之上（3.6 GHz）。由于新的調諧范圍將大于 3.6 GHz，所以將新的中頻移至 3.6 GHz 以下是很合理的事。在是德科技頻譜分析儀中用于這些較高頻率范圍的典型第一中頻值是 322.5 MHz。

在下面實例中我們將使用這個中頻值?？傊瑢τ诘陀?3.6 GHz 的低頻段，第一中頻是 5.1 GHz；對于高頻段，我們切換第一中頻至 322.5 MHz。在圖 1-1 中，第二個中頻是 322.5 MHz，所以想要分析儀調諧至較高頻率范圍時，我們需要做的是將信號旁路繞過第一個中頻。

在之前頻譜分析儀原理文章中，我們通過數學計算得出需要一個低通濾波器的結論。而接下來我們要討論的情況更加復雜，我們將采用較易理解的圖式法來研究所發生的情況。低頻段的情況相對簡單，所以先由它著手。給出的所有圖形均以橫軸表示本振頻率，縱軸表示信號頻率，如圖 1-2 所示。我們已經知道，每當輸入信號頻率與本振相差一個中頻頻率時，便得到一個頻率等于中頻的混頻分量（從而在屏幕上顯示一個響應），所以我們可以通過將本振頻率加上或減去中頻簡單地確定分析儀所調諧到的頻率。

圖 1-1. 低頻段和高頻段的切換圖 1-2. 在低頻段、高中頻時基波混頻調諧曲線

為了確定調諧范圍，接下來我們在圖 1-2 中用虛線描繪出本振頻率和信號頻率的關系。從虛線的值減去中頻可以得到 0 至 3.6 GHz 的調諧范圍，這是第 2 章所確定的調諧范圍。注意，在圖 7-2 中這條線被標記為“1?”，表示基波混頻并采用調諧方程中的負號。我們可以通過這個圖來確定接收特定頻率信號所需的本振頻率或者對于給定的本振頻率分析儀所調諧的頻率。為了能顯示一個 1 GHz 信號，本振必須調至 6.1 GHz。當本振等于 8 GHz 時，頻譜儀則調諧到接收 2.9 GHz 頻率的信號。本文中對第一中頻值將四舍五入到小數點后一位，實際中頻頻率（5.1225 GHz）則表示在方框圖上。

現在，我們給圖 1-2 中的本振線加上中頻則得到另一個基波混頻頻段，這就是靠近上方標記為 1+ 的實線，它指示的調諧范圍是 8.9 至 13.8 GHz。注意，對于給定的本振頻率，分析儀所調諧到的兩個頻率之間相差 2 個中頻。假設在測量低頻段信號時輸入端有一個低通濾波器，我們應該不會受到 1+ 頻率范圍內信號的干擾。

下面我們來研究諧波混頻會使情況復雜到什么程度。由于諧波混頻需要本振向混頻器提供一個高電平驅動信號以實現有效的混頻，同時混頻器又是一個非線性器件，會產生本振信號的諧波，因此和基波混頻一樣，輸入信號也可以和本振諧波混頻，而任何頻率等于中頻的混頻分量都將在屏幕上產生響應，換句話說，調諧（混頻）方程這時變成：

其中， n = 本振諧波次數

(其余參數與前面討論相同)

我們加上二次諧波混頻（如圖 1-3 ）來了解一下測量過程的復雜程度。與之前一樣，先畫出本振頻率相對信號頻率曲線，然后將本振頻率乘以 2 得到圖 7-3 中上方的虛線。如同基波混頻一樣，我們直接從本振的二次諧波曲線減去或加上中頻（5.1 GHz）就能得到 2- 和 2+ 的調諧范圍，由于這兩個范圍都沒有與期望的 1? 調諧范圍交疊，所以我們仍然可以認為它們并未真正使測量過程更復雜。

圖 1-3. 在低頻段、高中頻時，“1-”頻率范圍內的信號產生唯一的、清晰的響應

換句話說，在 1? 調諧范圍內的信號能夠在分析儀屏幕上產生唯一的、清晰的響應?；ɑ祛l時所用的低通濾波器同樣可以有效地消除諧波混頻情況時產生的其他響應。情況對于高頻段、低中頻時則大不相同。和之前一樣，先畫出本振頻率對信號頻率曲線，再加上和減去中頻，得到如圖 1-4 所示的結果。注意這時 1- 和 1+ 兩個調諧范圍非常接近，事實上已經產生了重疊，這是由于中頻的頻率很低，目前情況下只有 322.5 MHz。

圖 1-4. 在高頻段、低中頻時的基波混頻調諧曲線

那么調諧范圍之間如此近的間隔是否會使測量變得更復雜呢？回答是既肯定又否定。首先，系統每次只能校準一個調諧范圍。此時，我們會選擇 1? 調諧范圍獲得一個約為 3.5 GHz 的低頻，于是就會和 3.6 GHz 低頻段調諧范圍的高端產生某些重疊，所以會在屏幕上看到什么效果呢？我們來看本振頻率等于 5 GHz 的曲線圖，發現有兩個可能的頻率會在顯示的同一點上產生響應：4.7 和 5.3 GHz（取小數點后一位）。另一方面，如果從信號頻率軸的 5.3 GHz 上觀察，又會發現除了 5 GHz 本振頻率處的 1+ 響應外，還會有 1? 響應。這種情況發生在當允許本振頻率掃描高達 5.6 GHz（高于 5 GHz 兩個中頻）的時候。同樣，當觀察信號頻率軸的 4.7 GHz 時，除了 5 GHz 本振頻率處的 1? 響應外，還會看到本振頻率 4.4 GHz（低于 5 GHz 兩倍中頻）的 1+ 響應。因此，對每個所需的 1? 調諧曲線上的響應，都會有另一個響應出現在比其頻率低 2 個中頻的位置上，這種成對出現的響應稱為鏡像響應。

使用這種混頻解決方案有可能使不同頻率的信號顯示在同一點上，即在同一本振頻率處產生響應。如圖 1-4 所示，當本振頻率為 5 GHz 時，頻率為 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的輸入信號都能在中頻處產生響應，這些信號的頻率被稱為鏡像頻率，它們之間也是相隔 2 倍中頻。

很明顯，我們需要某種措施來區分分析儀已校準的 1? 調諧曲線產生的響應和由 1+ 調諧曲線產生的響應。

不過在考察信號識別方法之前，我們先把諧波混頻曲線擴展至 26.5 GHz，看看在信號識別過程中是否還有其他因素需要予以考慮。圖 1-5 顯示出直到本振四次諧波的調諧曲線。

圖 1-5. 本振四次諧波的調諧曲線顯示了對一個 13.6 GHz 輸入信號的帶內多重響應

觀察圖 1-5，我們發現了其他的復雜因素。頻譜分析儀被設置為工作在幾個不同的調諧頻段，根據分析儀所調諧頻率的不同，對特定的本振諧波，分析儀的顯示頻率被校準。例如，在 8.3 至 13.6 GHz 的輸入頻率范圍內，頻譜分析儀是在 2? 調諧曲線上經過校準，假設此時在輸入端有一個頻率為 13.6 GHz 的信號，隨著本振的掃描，信號會與 3+、3-、2+ 和 2? 分別產生中頻響應。當本振頻率滿足如下調諧方程時將出現所需的 2? 調諧曲線的響應：

同樣也可以計算出 2+ 調諧曲線的響應發生在 fLO = 6.65 GHz 時，由此生成的顯示像是 13.0 GHz 的信號產生的響應。

由 3+ 和 3? 調諧曲線響應所產生的顯示信號被稱作帶內多重響應。由于它們出現在本振調諧為 4.63 GHz 和 4.43 GHz 時，它們會在屏幕上產生虛假響應，并且看起來像是 8.96 GHz 和 8.56 GHz 的真實信號。

其他一些情況會產生帶外多重響應。例如，假設我們研究的是一個在 band 1 內的 5 GHz 信號，它在 15 GHz（band 3）有一個較大的三階諧波，除了 5 GHz 信號在 1+ 和 1? 調諧曲線上產生的預期的成對響應外，同樣還會得到 15 GHz 信號在 4+、4、3+ 和 3? 調諧曲線上產生的其他響應。由于這些響應分別出現在本振頻率為 3.7 GHz、3.8 GHz、4.9 GHz 和 5.1 GHz 時，屏幕上顯示的信號看起來像是輸入頻率為 3.4 GHz、3.5 GHz、4.6 GHz 和 4.8 GHz 的信號，如圖 1-6 所示。

圖 1-6. band 3 中的信號所導致的 band 1 內部的帶外多重響應

多重響應通常是成對出現1，一個是“加上”混頻分量，一個是“減去”混頻分量。當我們在給定的調諧頻帶內使用正確的諧波混頻階數時，兩個響應會相隔 2 倍 fIF。由于每對調諧曲線的斜率隨諧波階數 N 呈線性增長，所以其他諧波混頻階數引起的多個響應對的間隔為：

其中， Nc = 所需調諧頻段的正確調諧階數， NA = 多個響應對產生的實際調諧階數

通常稱為“鏡像對”。此非精確術語，因為鏡像實際是指頻譜分析儀輸入端兩個或多個真實信號在相同的本振頻率處產生的中頻響應。數量可能因您的分析儀型號而有所不同。

X 系列頻譜分析儀中的本振通過倍頻生成了一個新的更高頻本振，用于諧波混頻。因此，本振諧波將高于其本應處在的頻率2倍以上，多重響應的可能性也會顯著減少。比較圖 1-6 和圖 1-7。

圖 1-7. X 系列分析儀諧波頻段，使用本振倍頻

我們能否根據以上討論得出諧波混頻的頻譜分析儀不實用？并非如此。在信號頻率已知的情況下，因為知道分析儀能夠根據自身校準的情況選擇適當的混頻模式，所以我們可以直接調諧至信號頻率。在只有一個或兩個信號的可控環境中，通常可以輕松地從鏡像和多重響應中辨別真實信號。

然而，有許多時候我們無法確定涉及多少個信號或者它們的頻率是多少。譬如當我們搜索未知的雜散信號、進行作為頻率監測計劃一部分的現場監控測試，或者執行用于檢測器件多余輻射的 EMI 測試。所有這些情況，我們都很可能需要在潛在的擁擠頻譜環境下尋找完全未知的信號，這時如果要對每個響應都完成某種形式的識別程序，那么測量時長將讓人無法忍受。

幸運的是，有一種方法通過對信號的預先濾波處理可以從本質上消除鏡像及多重響應，這種技術被稱為預選。

預選

預選必須采用何種形式呢？返回去看圖 1-4，假定有兩個存在于分析儀輸入端的信號 4.7 GHz 和 5.3 GHz，如果我們對其中的一個特別感興趣，則可以利用帶通濾波器讓該信號進入分析儀而抑制另一個信號。然而，固定濾波器并不能消除多重響應，所以如果頻譜比較密集，便仍然有可能出現混淆。也許更重要的是，固定濾波器對分析儀的靈活性帶來限制。如果我們要進行寬帶測試，則一定不希望連續不斷地去改變帶通濾波器。

圖 1-8. 預選：跟蹤預選器的帶寬以虛線表示

解決方案是使用可調諧濾波器。它被設計成自動跟蹤合適混頻模式的頻率。圖1-8 表示出了這類預選器的效果。這里我們利用了超外差式頻譜分析儀而不是實時分析儀這一事實，亦即分析儀一次只調諧到一個頻率上。圖 1-8 中的虛線表示跟蹤預選器的帶寬。虛線以外的信號則被抑制掉。

我們繼續使用前面實例假定分析儀輸入端存在 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的信號，若設定 5 GHz 的中心頻率以及 2 GHz 的掃寬，讓我們來看看當頻譜儀調諧在這個頻率范圍時會發生什么情況。當本振掃過 4.4 GHz（是本振可能在其 1+ 混頻模式下與 4.7 GHz 輸入信號相混頻的頻率）時，預選器被調諧到 4.1 GHz，因而抑制掉 4.7 GHz 信號。由于輸入信號未達到混頻器，故不產生混頻，顯示器上也不會出現響應。當本振掃過 5 GHz 時，預選器允許 4.7 GHz 信號到達混頻器，在顯示器上便能看到適當的響應。5.3 GHz 鏡像信號被抑制，故不產生與來自 4.7 GHz 信號的混頻分量相互作用并引起虛假顯示的混頻分量。最后，當本振掃過 5.6 GHz 時，預選器允許 5.3 GHz 信號到達混頻器，從而能看到它被正常顯示。在圖 1-8 中可以看出，不同混頻模式沒有一處相交。所以，只要預選器帶寬足夠窄（典型情況下，從低頻的 35 MHz 到高頻的 80 MHz），便能消除所有鏡像響應和多重響應。

使用“消除”這個詞，可能有些過于肯定。預選器并不具有無限大的抑制能力，它往往是處在 70 至 80 dB 范圍。所以，如果我們要在信號電平很高的情況下尋找低電平信號，那么，看到的很可能是高電平信號的低電平鏡像或是多重響應。然而，低頻段的情況又如何呢？大多數跟蹤預選器都使用 YIG 技術，而 YIG 濾波器不能很好地工作在低頻上。所幸的是，有一種簡單的解決方案。圖 1-3 表明，其它的混頻模式都不會與低頻段高中頻情況下的 1? 混頻模式相重疊，因此，一個簡單的低通濾波器對鏡像響應和多重響應兩者都能削弱。圖 1-9 顯示了典型微波頻譜分析儀的輸入結構。

圖 1-9. 帶有預選的典型頻譜分析儀前端結構

幅度校準

到目前為止，我們已經認識到諧波混頻頻譜分析儀是如何對多種不同的輸入頻率產生響應的，那么幅度的情況又如何呢？

混頻器的變頻損耗隨諧波階數而變，當諧波數增多時，損耗也增大。這意味著，等幅信號如果混入不同的混頻模式在顯示器上將顯示出不同電平。因此，為了保持幅度校準，必須采取一定的措施。在是德科技頻譜分析儀中，中頻增益是可變的。本振諧波較高時，變頻損耗增加引起靈敏度降低，就好像我們增大了輸入衰減器的衰減量。又由于中頻增益的變化是發生在變頻損耗之后，故增益變化反映在顯示噪聲電平的相應變化上。所以，就像對基波混頻那樣，我們可以通過記錄下顯示平均噪聲電平值來確定頻譜儀在諧波混頻范圍內的靈敏度。

在一些老式頻譜儀中，每一個諧波頻段的顯示平均噪聲電平的變化非常明顯。新型是德科技頻譜分析儀采用一種雙平衡、圖像增強的諧波混頻器，使諧波數增多造成的變頻損耗的增量減到最小。因此，DANL“階梯式”步進效果的情況已被較高頻率處的緩慢坡度所取代，如圖 1-10 所示。

圖 1-10. 本底噪聲的增加表明隨著本振諧波的改變靈敏度發生變化

相位噪聲

在第 2 章中，我們已經指出，分析儀本振的不穩定性表現為信號周圍的相位噪聲在顯示上要比本底噪聲高得多。我們還指出，這種相位噪聲可能限制我們測量非常接近且幅度不同的信號的能力。相位噪聲的大小用來指示本振的角偏或頻偏。當本振的一個諧波用在混頻過程中，相位噪聲又會發生什么情況呢？相對基波混頻，相位噪聲（以 dB 為單位）增加了：

20 log(N),

其中 N = 本振的諧波次數

例如，假定本振基波具有 10 Hz 的峰峰值頻偏。則二次諧波具有 20 Hz 的峰峰值頻偏，三次諧波為 30 Hz 等等。由于相位噪聲指示本振內部信號（在這種情況下為噪聲）產生的調制，本振頻偏越大相位噪聲的幅度越高。當調制度很小時（就像現在的情況），調制邊帶的幅度與載波（本振）的頻偏成正比。

如果頻偏加倍，則邊帶電平電壓也必然加倍，亦即增大了 6 dB 或 20 log(2)。所以，當使用本振較高的諧波混頻時，分析儀測量非常接近且幅度不同的信號的能力將下降。圖 1-11 顯示了一個 5 GHz 基波混頻信號和一個 4 次諧波（20 GHz）混頻信號的相位噪聲的差異。

圖 1-11. 基波混頻和 4 次諧波混頻的相位噪聲電平

改善的動態范圍

如果所研究的信號間有足夠的頻率間隔，那么預選器能夠改善動態范圍。第 6 章對動態范圍的討論中曾假定在混頻器上總是并存著大信號和小信號，而且它們的幅度在測量過程中不發生變化。但是，如我們所見，如果信號頻率相隔足夠遠，預選器能夠讓一個信號到達混頻器而抑制其他信號。例如，如果我們測量微波振蕩器的諧波，則當分析儀調諧到其中一個諧波上時，預選器就對基波進行抑制。

現在，我們來考察一個 3 GHz 振蕩器的二次諧波測試的動態范圍。采用第 6 章的例子，仍然假設混頻器上 -40 dBm 的信號產生了一個 -75 dBc 的二次諧波分量。從前面的討論中我們還知道，混頻器上的基波電平每變化 1 dB，測量范圍也會變化 1 dB。圖 1-12 顯示了二次諧波的失真曲線。對于這個實例，我們假設從振蕩器獲得大量功率并設置輸入衰減器，從而使測量振蕩器基波時混頻器上的電平為 -10 dBm，低于 1 dB 壓縮點。

圖 1-12. 二次諧波失真曲線

從圖中曲線可以看出，混頻器上的-10 dBm 信號將產生 -45 dBc 的二次諧波失真分量。現在，我們將分析儀調諧到二次諧波 6 GHz 上。如果預選器具有 70 dB 的抑制能力，則混頻器上的基波將降低到 -80 dBm。圖 1-12 表明，當混頻器上的信號為 -80 dBm 時，內部產生的失真是 -115 dBc，這意味著比 -80 dBm 的新基波電平低 115 dB。這使諧波的絕對電平為 -195 dBm。所調諧的基波與所調諧的內部生成的二次諧波之間相差 185 dB！

顯然，對諧波失真而言，動態范圍在低電平（諧波）端僅受分析儀本底噪聲（靈敏度）的限制。那么在高電平端的情況又如何呢？當測量振蕩器基波時，我們必須限制混頻器上的功率，以獲得準確的電平讀數?？梢杂脙炔炕蛲獠克p將混頻器上的基波電平限制在略小于1 dB壓縮點處。不過，由于調諧到二次諧波時預選器對基波的衰減很大，故若需要更高的靈敏度來測量諧波，可以減小一些衰減量。所以預選器上的 +20 dBm 基波電平不會影響測量諧波的能力。

三階互調測量動態范圍的改善取決于測試音的頻率間隔與預選器帶寬的關系。前面已提及，預選器的典型帶寬在低頻端大約為 35 MHz，在高頻端為 80 MHz。

作為一個保守的例子，我們使用典型的 YIG 預選濾波器在 3 dB 點以外每倍頻程帶寬頻響跌落 18 dB。所以，為了確定動態范圍的改善，必須確定每個基音被衰減的程度以及它對內部所產生失真的影響。根據三階互調失真的表達式，有：

觀察這兩個表達式，可以看出，低頻失真分量（2ω1 – ω2）的幅度隨 V1 的平方而變化，隨 V2 呈線性變化。另一方面，高頻失真分量（2ω2 – ω1）的幅度則隨 V1 呈線性變化，隨 V2 的平方而變化。然而，對于不同頻率和間隔的信號，預選器對兩個基音的衰減是不同的。

圖 1-13. 改善的三階互調失真；相對預選器帶寬，測試音間隔較遠

考慮圖 1-13 所示的情況，分析儀被調諧到較低的失真分量，且兩個基音相隔為預選器帶寬的一半。此時，較低頻率的測試音位于預選器通帶的邊緣且衰減量為 3 dB；較高頻率的測試音位于低頻失真分量之上，比其高出一個等于預選器帶寬的范圍，衰減量約為 21 dB。由于我們調諧到低頻失真分量，故在這個頻率上產生的內部失真相對于 V1（2 x 3 dB = 6 dB）的衰減降低了 2 倍，而且幾乎與 V2（21 dB）的衰減速度一樣快。動態范圍的改善量總共為 6 dB + 21 dB，即 27 dB。與二次諧波失真的情況一樣，還必須考慮分析儀的本底噪聲。對于靠得很近的測試音，使用預選器沒有什么改善，在確定動態范圍時就如同沒有使用預選器一樣。

我們以前文章中對動態范圍的討論也適用于低通濾波的低頻段。唯一的例外發生在低頻帶信號的某個諧波落在預選范圍內時。例如，如果要測量一個 2.5 GHz 基波的二次諧波，當調諧至 5 GHz 諧波時，使用預選器可以帶來好處。

預選的優缺點

我們已看到預選的優點有：分析儀的工作較簡單、無雜波顯示、改善的動態范圍和寬掃寬。不過，相比無預選的分析儀，它也有一些缺點。

首先，預選器有插入損耗，典型值為 6 至 8 dB。這個損耗出現在第一級增益之前，因此，系統靈敏度會惡化相應的數值。此外，當預選器被直接連到混頻器時，預選器的失配與輸入混頻器的失配的交互作用會引起頻率響應的惡化。

必須采用合適的校準技術來補償這種紋波。另一種使這種交互作用最小化的方法是在預選器和混頻器之間插入一個匹配適配器（固定衰減器）或隔離器，這時靈敏度將降低匹配適配器或隔離器的相應數值。

某些頻譜分析儀的結構無需使用匹配適配器或隔離器。隨著預選器與混頻器之間電長度的增大，對于給定的輸入頻率變化，反射信號和二次反射信號的相位變化速率變得更快，其結果是平坦度會受到更大的波動。PSA 系列分析儀中包括的二極管混頻器已成為預選器/混頻器組件中的組成部分。在這類組件中，預選器和混頻器之間的電長度最小。因此，這種結構消除了頻率響應的波動現象，并且由于去除了匹配適配器或隔離器而提高了靈敏度。

即使不考慮預選器與混頻器的交互作用，預選器也會在某種程度上造成頻率響應的衰減。

預選器的濾波器通帶不會是完全平坦的，總會帶有某種程度的波動。在大多數配置中，預選器和本地振蕩器的調諧電壓都來自同一信號源，但沒有反饋機制來確保預選器精確地跟蹤分析儀的調諧。導致后調諧頻移的另一個源頭是預選器電路中的電流流動造成的自加熱。預選器通帶的中心頻率將取決于自身溫度及其變化率，而這些又由預選器調諧的歷史過程決定。因此，要獲得最好的平坦度，需要將預選器的中心置于每個信號上。該功能一般嵌入在頻譜分析儀的固化軟件中，可以在手動測量中通過前面板按鍵來選擇，或者自動測試系統中由編程實現。當校準功能被激活時，預選器調節使調諧 DAC 將預選器通帶中心置于信號上。大多數微波分析儀的頻率響應技術指標只適用于預選器中心對齊后，而在進行微波信號的幅度測量之前先執行此項功能（以減輕后調諧偏移的影響）通常是最佳的做法。

在討論掃描時間時，我們發現分析儀（例如 X 系列頻譜分析儀/信號分析儀）會在選擇較窄分辨率帶寬時應用 FFT。因為本振在每個 FF T 中是步進和固定的，所以預選器也必須步進和固定。由于預選器要花費幾微秒來調諧并穩定，掃描時間相對于低頻段類似設置會延長。為了使步進的數量最小化，X 系列頻譜分析儀/信號分析儀可以讓您選擇每個步進的寬度。（詳細信息請參閱特定分析儀的操作手冊。）如果您的分析儀配有選件 MPB，您可以旁路這個預選器，以去除它對掃描時間的影響。然而，您務必要確保您的信號中沒有引起混淆的鏡像或多重響應。

外部諧波混頻

我們已經討論了如何在信號分析儀內部將其調諧到更高的頻率。對于內部諧波混頻，X 系列信號分析儀使用二次諧波（N=2–）調諧到 17.1 GHz，使用二 次諧波（N=2–）在本振倍頻的條件下調諧至 26.5 GHz。可是，如果要測量超過信號分析儀頻率上限的頻率，該怎么辦呢？有些分析儀提供旁路其輸入衰減器、預選器和第一混頻器，使用作為分析儀前端的外部混頻器進行高頻測量的能力。對于外部混頻器，我們可以利用第一本振的更高次諧波。在某些情況下，第一本振頻率在發送到外部混頻器之前會倍頻。較高的基波本振頻率可以產生較低的混頻器變頻損耗。通常，支持外部混頻的頻譜分析儀在其前面板處會有兩個額外的連接器。早期的分析儀具有兩個連接器。LO OUT 端口將分析儀內部的第一本振信號送至外部混頻器，外部混頻器用高次諧波與高頻信號混頻。

外部混頻器的中頻輸出連接至分析儀的 IF IN 端口。最新款的分析儀只有一個前面板端口，這種設計是可行的，因為分析儀可以提供 3 至 14 GHz 的本振頻率，而外部混頻器為分析儀提供了 322.5 MHz 中頻輸出頻率。因為本振信號和中頻信號之間的頻率差較大，這兩種信號可以存在于連接分析儀與混頻器的同一根同軸互連電纜上。只要外部混頻器使用與頻譜分析儀相同的中頻頻率，信號就能像來自內部第一混頻器的信號一樣，在內部被處理并顯示出來。圖 1-14 舉例說明了頻譜分析儀聯合使用一個外部混頻器的結構圖。

圖 1-14. 頻譜分析儀和外部混頻器結構圖

表 7-1 顯示了 X 系列頻譜分析儀在不同的毫米波段采用的諧波混頻模式，例如Keysight M1970 系列和早期的 11970 系列外部混頻器。為了獲得易用性和較低的變頻成本，M1970 系列混頻器提供一個 USB 連接，可用于自動識別混頻器的型號和序列號，通過執行本振調整來優化性能，并將混頻器的變頻損耗表下載到分析儀的存儲器中。如果已知其他廠商混頻器的變頻損耗及頻率，您也可以使用它。其他廠商制造的某些外部混頻器需要一個偏置電流將混頻器的二極管設置到合適的工作點。X 系列頻譜分析儀能夠通過前面板上的外部混頻器端口提供高達 ± 10 mA 的直流電流，從而提供上述偏置，并且保持測量設置盡可能簡單。