圖1所示電路是只采用了2個(gè)有源器件的12位、1 MSPS數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。該系統(tǒng)用3.3 V單電源功能，能夠處理來(lái)自壓電傳感器的電荷輸入信號(hào)，在±10°C溫度范圍內(nèi)，其校準(zhǔn)后總誤差小于0.25% FSR，是各種實(shí)驗(yàn)室和工業(yè)測(cè)量的理想之選。

該電路的小巧尺寸使得該組合成為業(yè)界領(lǐng)先的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)解決方案，在這種系統(tǒng)中精度、速度、成本和尺寸極為關(guān)鍵。

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該電路由一個(gè)輸入信號(hào)調(diào)理級(jí)和一個(gè)ADC級(jí)構(gòu)成。 電流輸入信號(hào)由電荷-電壓轉(zhuǎn)換器（運(yùn)算放大器U1A的電荷放大器和電容C2）轉(zhuǎn)換成電壓，并由同相放大器（運(yùn)算放大器U1D和電阻R7和R8）放大。 ADC的基準(zhǔn)電壓(VREF =2.5 V)經(jīng)過(guò)緩沖和衰減（運(yùn)算放大器U1B和U1C以及電阻R1和R2），產(chǎn)生1.25 V的失調(diào)HREF，用于將來(lái)自傳感器的交流信號(hào)調(diào)理至ADC的輸入范圍之內(nèi)。 運(yùn)算放大器U1A、U1B、U1C和U1D都是四通道AD8608。 U1D運(yùn)算放大器的輸出為0.1 V至2.4 V，與ADC的輸入范圍（0 V至2.5 V）相匹配，同時(shí)提供100 mV的裕量以保持線性度。 電阻值和電容值可以修改，以適應(yīng)本電路筆記描述的其他傳感器范圍。

AD8608的最小額定輸出電壓為50 mV（2.7 V電源）和290 mV（5 V電源），負(fù)載電流為10 mA，溫度范圍為-40℃至+125°C。在3.3 V電源、負(fù)載電流低于1 mA、溫度范圍更窄的情況下，保守估計(jì)最小輸出電壓為45 mV至60 mV。

該電路設(shè)計(jì)支持單電源供電。

考慮到器件的容差，最小輸出電壓（范圍下限）設(shè)為100 mV，以提供安全裕量。 輸出范圍的上限設(shè)為2.4 V，以便為ADC輸入端的正擺幅提供100 mV的裕量。 因此，輸入運(yùn)算放大器的標(biāo)稱(chēng)輸出電壓范圍為0.1 V至2.4 V。

本應(yīng)用中選用AD8608的原因是該器件具有低偏置電流（最大值1 pA）、低噪聲（最大值12 nV/√Hz）和低失調(diào)電壓（最大值65 μV）等特性。 在3.3V電源下，功耗僅為15.8 mW。

運(yùn)算放大器的輸出級(jí)后接一個(gè)單極點(diǎn)RC濾波器(R6/C8)，用于降低帶外噪聲。 RC濾波器的截止頻率設(shè)為664 kHz。

選擇AD7091R 12位1 MSPS SAR ADC是因?yàn)槠湓?.3 V (1.2 mW)下的功耗超低，僅為349 μA，顯著低于當(dāng)前市場(chǎng)上競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的任何ADC。 AD7091R還內(nèi)置一個(gè)2.5 V的基準(zhǔn)電壓源，其典型漂移為±4.5 ppm/°C。輸入帶寬為7.5 MHz，且高速串行接口兼容SPI。 AD7091R采用小型10引腳MSOP封裝。

采用3.3V電源供電時(shí)，該電路的總功耗約為17 mW。

AD7091R需要50 MHz的串行時(shí)鐘(SCLK)，方能實(shí)現(xiàn)1 MSPS的采樣速率。在多數(shù)壓電傳感器應(yīng)用中，都可以使用較低的采樣速率。 對(duì)于本電路筆記中采用的測(cè)試數(shù)據(jù)，SCLK為30 MHz，采樣速率為300 kSPS。

數(shù)字SPI接口可以用12引腳且兼容PMOD的連接器（Digilent PMOD規(guī)格）連接到微處理器評(píng)估板。

電路設(shè)計(jì)

圖2所示電路將輸入電荷轉(zhuǎn)換成電壓，并將其電平轉(zhuǎn)換至ADC的輸入范圍（0.1 V至2.4 V）內(nèi)。

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壓電元件通常用于測(cè)量加速度和振動(dòng)。 這里將壓電晶體與質(zhì)量塊m配合使用。當(dāng)質(zhì)量塊受到加速度a影響時(shí)，則質(zhì)量塊和壓電晶體上將產(chǎn)生慣性力F = m × a。 因此，該晶體會(huì)獲得電荷q = d × F，其中，d（單位為庫(kù)侖/牛頓，C/N）為晶體電荷對(duì)力的靈敏度。

因此，壓電加速度計(jì)的穩(wěn)定狀態(tài)電荷靈敏度Sa為S_a = Δq/Δa （單位為C × s2/m）。

注意，加速度可以用關(guān)系1 g = 9.81 m/s2轉(zhuǎn)換成g。

如果將加速度計(jì)與帶反饋電容C2的電荷放大器配合使用（如圖2所示），則C2上因電荷Δq而形成的電壓為ΔV = Δq/C2。 對(duì)應(yīng)的穩(wěn)定狀態(tài)電壓靈敏度為：

圖1中信號(hào)調(diào)理電路的第一級(jí)為電荷放大器（U1A和電容C2），其中，輸出電壓根據(jù)等式1而變化。該電路的輸出經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換，以處理雙極性輸入信號(hào)（如振動(dòng)測(cè)量）。 利用1.25 V的基準(zhǔn)電壓源，該電路的零電平會(huì)轉(zhuǎn)換至ADC輸入范圍的中點(diǎn)。電荷放大器的輸出電壓為：

圖1中信號(hào)調(diào)理電路的第二級(jí)是一個(gè)同相放大器，其輸出電壓為：

電阻R3（陶瓷傳感器為100 MΩ至10 GΩ，晶體傳感器為10 GΩ至10 TΩ）為運(yùn)算放大器提供直流反饋，并提供輸入偏置電流。 對(duì)于測(cè)得的最小頻率，該電阻必須盡量小，并決定著頻率輸入范圍的最低限值。 在低頻下，轉(zhuǎn)折頻率fCL約為：

將一個(gè)電阻R4（1 k?至10 k?）與運(yùn)算放大器反相輸入端串聯(lián)，有助于提高穩(wěn)定性和限制意外高輸入電壓導(dǎo)致的輸入電流。 進(jìn)一步提高R4會(huì)導(dǎo)致高頻響應(yīng)下降。 在高頻下，R4可以與傳感器的阻抗ZS相當(dāng)（1/ωCS，其中CS為壓電傳感器的電容）。

高頻條件下的轉(zhuǎn)折頻率fCH為：

利用等式1至等式5，可以算出具體應(yīng)用的電路參數(shù)（C2、R7、R8、fCL和fCH）。

例如，Kistler型8002K石英加速度計(jì)具有以下規(guī)格：

• 范圍: ±1000 g
• 靈敏度：1 pC/g
• 電容：90 pF（典型值）
• 頻率響應(yīng)：?1%, +5% ≈0 Hz至6000 Hz
• 絕緣電阻：大于1013Ω

對(duì)于VO1下的輸出電壓擺幅±1 V，可利用等式1計(jì)算C2。

對(duì)于0.1 V至2.4 V (1.25 V ± 1.15 V)的ADC輸入電壓擺幅，同相放大器的增益必須等于1.15，R7/R8比值 = 0.15。 如果選擇一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)值電阻R7 =10 k?，則R8 = 66.67 k?。

選擇R3 = 100 MΩ并忽略運(yùn)算放大器的輸入電阻和壓電傳感器的絕緣電阻。 低頻條件下的轉(zhuǎn)折頻率為（見(jiàn)等式4）：

選擇R4 =1 kΩ時(shí)，高頻條件下的轉(zhuǎn)折頻率為（見(jiàn)等式5）：

因此，保護(hù)電阻R4 = 1 kΩ不影響高通頻率響應(yīng)，因?yàn)閭鞲衅鞯念l率響應(yīng)上限只有6 kHz。

從等式3，可得到信號(hào)調(diào)理電路的增益：

相對(duì)增益誤差為：

根據(jù)對(duì)數(shù)導(dǎo)數(shù)原理，得出：

對(duì)lnGAIN求導(dǎo)得到：

如果器件R7、R8和C2的容差為1%，則可估算出求和增益誤差。

最差條件下的相對(duì)增益誤差：

均方誤差（和方根誤差）：

從等式3，可得到信號(hào)調(diào)理電路的輸出失調(diào)為：

相對(duì)失調(diào)誤差為：

如果R1、R2和VREF的容差為1%，可以估算出求和失調(diào)誤差。

完成校準(zhǔn)過(guò)程后，電阻容差、AD8608運(yùn)算放大器的失調(diào)(75 μV)以及ADC AD7091R導(dǎo)致的誤差均消除。 依然有必要計(jì)算并驗(yàn)證U1D運(yùn)算放大器輸出在所需的范圍內(nèi)（0.1 V至2.4 V）。

電阻和基準(zhǔn)電壓源溫度漂移導(dǎo)致的增益和失調(diào)誤差

利用等式7和等式9，可以算出元件溫度漂移導(dǎo)致的誤差。 例如，如果電阻溫度漂移為±100 ppm/°C，且基準(zhǔn)電壓漂移為±25 ppm/°C，則在最差條件下，增益誤差小于±0.013%/°C，而失調(diào)誤差約為±0.01%/°C，這相當(dāng)于在±10°C的溫度變化范圍內(nèi)，總誤差小于±0.25%。

有源元件溫度系數(shù)對(duì)總誤差的影響?

AD8608運(yùn)算放大器(75 μV)和AD7091R ADC的直流失調(diào)由校準(zhǔn)程序消除。

AD7091R內(nèi)置基準(zhǔn)電壓源的失調(diào)漂移典型值為4.5 ppm/°C，最大值為25 ppm/°C

AD8608運(yùn)算放大器的失調(diào)漂移典型值為1.5 μV/°C，最大值為6 μV/°C。

注意，如果采用100 ppm/°C電阻，則總漂移的最大來(lái)源是電阻漂移，有源元件產(chǎn)生的漂移可忽略不計(jì)。

校準(zhǔn)與測(cè)試

在將電荷放大器與傳感器連接之前，應(yīng)對(duì)其靈敏度進(jìn)行測(cè)試，以便對(duì)系統(tǒng)增益進(jìn)行校準(zhǔn)。 圖3所示為一種不需要應(yīng)用任何機(jī)械負(fù)載（加速度、力、壓力等）的電子校準(zhǔn)系統(tǒng)。 由與校準(zhǔn)電容C_CAL串聯(lián)的一個(gè)可調(diào)幅度和頻率低阻抗輸出電壓源來(lái)驅(qū)動(dòng)電荷輸入。 該電壓源的輸出必須相對(duì)于電路板接地電壓保持浮動(dòng)，以便能在1.25 V的HREF共模電壓下工作。

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輸入電荷量為Q = CCAL × VIN。 例如，一個(gè)幅度為1 V的輸入正弦波電壓和一個(gè)1 nF的校準(zhǔn)電容可產(chǎn)生±1000 pC的峰值電荷輸入。 這可用來(lái)校準(zhǔn)系統(tǒng)。 重要的是，CCAL要選用容差不大于1%的電容，以最大程度地減少誤差。 請(qǐng)注意，CCAL的容差會(huì)影響校準(zhǔn)精度。 C2的容差決定輸出范圍，但C2的溫度變化會(huì)影響精度。

在此基礎(chǔ)上，可以利用外部仿真電容CSIM來(lái)檢查和調(diào)節(jié)電路。 檢查電路的另一種方式是使用CAL輸入和可調(diào)電壓源。 出于校準(zhǔn)和仿真需要，可以在TP1和TP2之間并聯(lián)一個(gè)值和精度適當(dāng)?shù)耐獠侩娙輥?lái)更改電容CCAL。 對(duì)于其他輸入范圍，則可在TP3和TP4之間并聯(lián)一個(gè)值和精度適當(dāng)?shù)耐獠侩娙輥?lái)更改電容C2。

圖4所示為在1V 1 kHz正弦波輸入和CSIM = 1 nF條件下測(cè)得的ADC輸出。 因此，電荷輸入為±1000 pC。

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圖5所示為使用Loudity LD-BZPN-2312壓電傳感器時(shí)的實(shí)際輸出，其中，以一個(gè)正弦波振動(dòng)約為120 Hz的揚(yáng)聲器實(shí)現(xiàn)激勵(lì)。 該電路以1 V的峰值輸入正弦波電壓和CCAL = C2 = 10 nF進(jìn)行校準(zhǔn)。

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印刷電路板(PCB)布局考量

在任何注重精度的電路中，必須仔細(xì)考慮電路板上的電源和接地回路布局。 PCB必須盡可能隔離數(shù)字部分和模擬部分。 該系統(tǒng)的PCB采用簡(jiǎn)單的雙層板堆疊而成，但采用4層板可以得到更好的EMS性能。 有關(guān)布局和接地的詳細(xì)論述，請(qǐng)參見(jiàn)MT-031指南；有關(guān)去耦技術(shù)的信息，請(qǐng)參見(jiàn)MT-101指南。 AD8608的電源必須用10 μF和0.1 μF電容去耦，以適當(dāng)?shù)匾种圃肼暡p小紋波。這些電容須盡可能靠近相應(yīng)器件，0.1 μF電容應(yīng)具有低ESR值。 對(duì)于所有高頻去耦，建議使用陶瓷電容。 電源走線必須盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線路上的毛刺效應(yīng)。

用于調(diào)理壓電傳感器輸出的高阻抗電路需要注意電阻、絕緣（電介質(zhì)）和布線。 電荷放大器的低阻抗輸入電路可大幅減少布線問(wèn)題，但對(duì)電阻、絕緣體和靜電計(jì)放大器布局的要求也適用于采用分立式元件構(gòu)建的電荷放大器。 建議在印刷電路板兩側(cè)的敏感輸入端周?chē)胖靡粋€(gè)保護(hù)環(huán)，以最大限度地減少輸入漏電流。 保護(hù)環(huán)環(huán)繞在正端四周，并連接到基準(zhǔn)（共模）電壓源HREF。

有關(guān)完整文檔包，包括原理圖、電路板布局和物料清單(BOM)，請(qǐng)參考：www.analog.com/CN0350-DesignSupport。