其中，I_PHOTO為光電二極管的輸出電流， R_F 和C_F 的并聯組合 設置信號帶寬。理想情況下，光電二極管的全部輸出電流 均通過 R_F,，但由于所有運算放大器都存在輸入偏置電流， 導致其輸出產生誤差。最好能夠將運算放大器的輸入偏置 電流限制在數pA范圍內，并且壓低輸入失調電壓，以使誤 差最小。AD8065 的輸入偏置電流僅為2 pA，輸入失調電壓 僅為400 μV。

本電路設計為提供5 V滿量程輸出，最大光電二極管電流為 200μA。由此確定反饋電阻值：

此前置放大器所能實現的穩定帶寬是以下參數的函數：R_F, 放大器的增益帶寬積(65 MHz)，以及放大器求和點的 總電容C_IN對本電路而言，二極管SFH 2701 (OSRAM Opto Semiconductors GmbH)的最大電容值 C_D = 5 pF。AD8065 共模輸入電容為C_M = 2.1 pF, 差模輸入電容為C_D = 4.5 pF. 因此，總輸入電容為C_IN = 11.6 pF.

在45°相位裕量f₍₄₅₎下產生的信號帶寬可以表示為：

由于可實現的最大帶寬大于所需帶寬，AD8065非常適合本 應用，這多數要歸功于其較大的f_CR和C_IN之比。

R_F和C_IN在放大器的環路傳遞函數中產生一個極點， 它可能 會導致峰化和電路不穩定(見圖3)). 增加C_F 可以在環路的傳 遞函數中創建一個零點，它能補償上述極點的影響并降低 信號帶寬。

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選定R_F，則產生2 MHz帶寬的C_F值可以表示為：

通過計算獲得45°相位裕量所需的電容值，可確定3.3 pF電容 對于穩定系統是否足夠。產生f₍₄₅₎的C_F值可以表示為：

由于所需的3.3 pF高于1.1 pF的最小值，而通過增加電容值 便可增加相位裕量，因此系統穩定。

噪聲分析

選定器件后，必須確定完成信號轉換所需的分辨率。如同 大多數的噪聲分析一樣，只需考慮幾個關鍵參數。噪聲源 以RSS方式疊加；因此，只需考慮至少高于其它噪聲源三 至四倍的任何單個噪聲源即可。

對于光電二極管前置放大器而言，主要的輸出噪聲源是運 算放大器的輸入電壓噪聲和反饋電阻噪聲。FET輸入運算 放大器的輸入電流噪聲可忽略不計。由于寄生電容具有濾 波效果，反向偏置引起的光電二極管散粒噪聲可忽略不 計。

電阻噪聲可根據約翰遜噪聲公式計算：

其中：
k 表示玻爾茲曼常數(1.38 × 10-23J/K)。
T 表示絕對溫度(單位K)。
系數1.57將近似單極點帶寬轉換為等效噪聲帶寬。

注意，前置放大器正輸入端的0.1 μF 電容可消除第二個R_F 電 阻產生的高頻噪聲，該電阻用于抵消偏置電流的影響。

輸出噪聲主要源于輸入電壓噪聲和高頻噪聲增益峰化，峰 化現象發生在f₁ 和f_CR之間。若假定整個頻率范圍內的輸出 噪聲不變，并且使用了交流噪聲增益的最大值，則：

其中， V_N表示放大器的輸入電壓噪聲(7 nV/√Hz)。

折合到輸出的總均方根噪聲便是兩個器件的RSS值：

前置放大器的總輸出動態范圍可這樣計算：將滿量程輸出 信號(5 V)除以總輸出均方根噪聲(67 μV rms) ，然后轉化為dB， 其結果約等于97dB。

ADC選型

由于放大器的噪聲輸出量(即能夠解析出來的最大位數)可 通過將滿量程輸出除以均方根噪聲算得：

因此，均方根LSB的數量可轉化為有效分辨率：

從有效分辨率中減去2.7位，即可得到無噪聲碼分辨率

根據最終應用的不同，13位可能遠高于實際需要的分辨 率。由于目標應用無需這么高的分辨率，可以確定本系統 符合12位的設計要求。

如果LSB以電流表示的數值低于暗電流，則如前文所述， 可在運算放大器的同相輸入端使用第二個同類光電二極管 消除暗電流。例如，若要求16位分辨率，則檢測到的光電 流量為：

由于流經SFH 2701的最大暗電流額定值為5 nA，則在16位 設計中就需要暗電流補償。

本應用采用12位ADC，因此LSB值為49 nA，無需進行暗電 流補償。

若帶寬為2 MHz，則合理的設計原則是選擇一個10倍或更高 采樣速率的ADC。這表示，理想的ADC必須具有12位分辨 率，采樣速率必須達到20 MSPS。

AD9629-20 是一款20 MSPS、12位分辨率的ADC，可作為理 想的替代產品使用。但它要求差分輸入，并且5 V p-p單端 輸入必須轉換為2 V p-p差分信號。使用AD8475 差分漏斗放 大器可輕松滿足這一要求。它能簡化單端至差分轉換，并 提供共模電平轉換和精密衰減。

AD8475最大輸出失調僅為500μV，具有10 nV/μHz的差分輸 出噪聲，以及?112 dB的總諧波失真加噪聲(THD + N)性能。

AD8475 AD8475支持最大輸出電壓為2 V p-p，最高頻率為10 MHz， 完全符合2 MHz的設計要求。

AD8475 的增益由 AD9629-20的模擬輸入范圍(2 V p-p)和AD8065的滿量程輸出(5 V p-p)共同決定。

AD9629-20 通過VCM引腳提供0.9 V的片內共模電壓。該引 腳以0.9 V共模電壓驅動AD8475 的VOCM引腳。

重要的是，必須考慮本系統中AD8475 的噪聲貢獻。首先， 將AD8065 (67 μV rms)的輸出噪聲乘以AD8475的增益，即可 算出AD8065的噪聲貢獻。

AD8475的輸出噪聲可這樣計算：將輸出噪聲密度(10nV/μ Hz)乘以帶寬的平方根(通過輸出濾波器設置)。

經濾波處理后的AD8475輸出噪聲=

把AD8475 經濾波后的輸出端總噪聲可利用兩個器件的RSS值 計算：

把AD8475的噪聲貢獻計算在內，便可確定進行解析所需的 位數，還能進行總動態范圍的計算。

測試結果

使用一個激光二極管驅動D1光電二極管，并產生電流。光 電二極管D2用于暗電流補償，其覆有光學不透明環氧樹脂 (EPO-TEK? 320)材料，當D1受到激勵時，可防止D2產生輸 出電流。

通過迫使光電二極管驅動一個高于預期的電流，AD8065的 近似最大上升和下降時間達到72 ns(見圖4)。

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通過改變激光二極管的位置，使其不再對光電二極管過驅 至超過200μA，便可測得更實用的系統上升和下降時間。

圖5顯示AD8065的上升和下降測量值分別為282 ns和290 ns。 需注意，由于存在足夠的相位裕量，在兩種測試用例中分 別關閉激光二極管后，均不存在振鈴。

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既然已經測試了系統對亮光脈沖的響應，那么系統對光強 高速變化的響應亦可測得。利用Agilent 33250A函數發生器 以2 MHz的正弦波驅動激光二極管。圖6顯示 AD8065 可正確檢測較小的光強變化，圖7顯示 CN0272 評估軟件 正 確獲取AD9629-20 ADC的轉換數據，并以圖形方式顯示的 屏幕截圖。

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有關本電路筆記的完整設計支持包，請參閱 http://www.analog.com/CN0272-DesignSupport。

脈搏血氧儀中的應用

脈搏血氧儀是一種醫療設備，用于連續測量氧飽和血紅蛋白(Hgb)的百分比和病人的脈搏數。攜氧血紅蛋白(氧合血紅蛋白)吸收紅外光譜區(940 nm)中的光，未攜氧的血紅蛋白(脫氧血紅蛋白)則吸收可見紅光(650 nm) 。通過計算這兩個光強之比，便可得到體內氧氣含量的百分比。

在脈搏血氧儀中，兩個LED(一個發出紅光，另一個發出紅外光)受到兩個電流源快速并有順序的激勵，并用一個光電二極管檢測LED的光強。圖1中的電路可與LED吸電流電路同步(如CN-0125)，以便捕捉透過組織傳遞的每個LED發出的光。